Основные рабочие характеристики направленного ответвителя могут быть выражены че Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей …


Чтобы посмотреть этот PDF файл с форматированием и разметкой, скачайте его и откройте на своем компьютере.

Вестник Си
бГУТИ.


2013. №
2

3


УДК
621
.
396
.
67



Метод проектирования

микрополосковых направленных ответвителей

на основе пилообразных св
я
занных линий


А.
А
.
Шауэрман



В статье рассматривается метод улучшения параметров направленных ответвителей
на

связанных микрополосковых линиях с п
омощью компенсации разницы фазовых ск
о
ростей в симметричном и асимметричных режимах возбуждения за сч
ё
т введения пил
о
образной формы линий.


Ключевые слова
:

направленный ответвитель, микрополосковая линия, связанные линии, фазовая
скорость
,

э
к
вивалентная д
иэлектрическая проницаемость, волновое сопротивление
.





1.

Введение


Теория проектирования ответвителей на основе передающих линий с волной T
-
типа б
а
зируется на предположении равенства фазовых скоростей в симметричном и асимметричном
режимах возбуждения
. Однако неравенство диэлектрических проницаемостей приводит
к

различию фазовых скоростей, что обуславливает значительное снижение направленности
и

уменьшение рабочей полосы частот.

Существует множество способов компенсации различия фазовых скоростей. Усло
вно все
методы можно разделить на три большие группы. К первой группе относятся методы, баз
и
рующиеся на выравнивании эффективной диэлектрической проницаемости в различных р
е
жимах возбуждения. Это может быть достигнуто помещением диэлектрических слоев сверх
у
микрополосковой структуры [1], используя анизотропную подложку [2], а также делая гр
а
вировку в подложке или на экранирующей поверхности [3]. Главные недостатки данных м
е
тодов


это сложный технологический процесс изготовления, нивелирующий достоинство
ми
крополосковых структур


простоту реализации. Кроме того
,

отсутствуют удобные ура
в
нения для
расчёт
ов параметров такой компенсации, а процедура проектирования сводится
к

многоитерационному численному синтезу.

Вторая группа методов компенсации предполагает п
одключение реактивных сосредот
о
ченных компонентов между связанными линиями [4], шунтируя линии [5], или включение
компонентов последовательно с одним или несколькими портами [6, 7]. В некоторых случ
а
ях такие методы компенсации позволяют достичь направленно
сти более 70 дБ, но в очень
узкой полосе частот [7]. При таком методе компенсации ответвители получаются узкополо
с
ными.

Отдельно стоит выделить метод
ёмкост
ной компенсации [4], в этом случае может быть
достигнута высокая направленность в широком диапазоне
частот. Две идентичные
ёмкост
и
включаются между связанными линиями на их границах. Эти внешние
ёмкост
и приводят
к

увеличению эквивалентной электрической длинны линии передачи в режиме асимметри
ч
ного

(
не
чётн
ого
)

возбуждения и практически не оказывают влияни
е на распространение во
л
ны в режиме симметричного

(
чётн
ого

возбуждения. Однако в местах соединения конденс
а
тора с микрополоском не всегда уда
ё
тся обеспечить достаточную однородность поля, что

А. А. Шауэрман


4

в

совокупности со сложностью изготовления сосредоточенной
ёмкос
т
и, работающей на в
ы
соких часто
тах и имеющей приемлемую точность,

ограничивают применение данного мет
о
да ко
м
пенсации на частотах

до

10 ГГц [7].

Третья группа методов компенсации дает лучший результат, чем
ёмкост
ная компенс
а
ция
,

и не накладывает ограничения

на увеличение частоты. Такие технологии полной пл
а
нарной компенсации, предложенные A. Pod [8], базируются на физическом увеличении
длины пути волны в асимметричном режиме возбуждения, что увеличивает соответству
ю
щую эквив
а
лентную диэлектрическую прониц
аем
ость. Это достигается за счё
т применения
пилообразной формы связанных линий. Однако на сегодняшний день методология инжене
р
ного
расчёт
а геометрии подобного типа ответвителей развита

недостаточно
. Следовательно,
ра
з
работка алгоритма проектирования ответв
ителя с компенсацией неоднородности фазовых
скоростей на основе пилообразной формы является актуальной задачей.


2.
Теория


Традиционно микрополосковые направленные ответвители на базе пилообразных св
я
занных линий проектировались полуэмпирическими методам
и
[
9
]
,

поэтому этот вид отве
т
вителя
редко

использовался из
-
за низкой повторяемости проектов, несмотря на то, что он д
а
ё
т неплохие результаты по направленности и уровню согласования.

В простейшем случае направленный ответвитель на связанных микрополосковых
линиях
представляет собой
восьмиполюсник, состоящий из двух параллельных микрополосковых

ли
ний
, электрическая длина которых равна четверти длины волны возбуждающего возде
й
с
т
вия. Такой ответвитель обладает двумя плоскостями симме
трии, показанными на
р
ис.

1

штрихпунктирными линиями
, в это
м

случае матрица рассеяния ответвителя полностью оп
и
сывается четырьмя параметрами
S
11
,

S
21
,

S
31
,

S
41
.


Рис.
1.
Нумерация входов 8
-
полю
с
ника

Основные рабочие характеристики направленного ответвителя могут быть выражены ч
е
рез
значения элементов
S
-
матрицы следующем образом

[
10
]
:

1
)

коэффициент стоячей волны напряжения на входе:

;

(1)

2
)

рабочее затухание:


;

(2)

3
)

коэффициент деления мощности:


;

(3)








Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей



5

4
)

развяз
ка:


;

(4)

5
)

направленность:


.

(5)

Задача проектирования ответвителя сводится к получению максимальной направленн
о
сти при КСВН
1
,

равном единице это значит, что отраж
ё
нная от входа волна отсутствует
в

широком
диапазоне частот. Очевидно, что для выполнения этих условий нужно обеспечить
S
11
= 0

и
S
41
= 0
.

Анализ ответвителей на связанных линиях удобно проводить методом
чётн
ого симме
т
ричного

и
не
чётн
ого 
асимметричного возбуждения
)

[
11
], используя плоскость сим
метрии,
расположенную между первичной и вторичной линиями передачи. При
чётн
ом

возбуждении
на входы линий подаё
тся воздействие
,

одинаковое по величин
е и совпадающее по фазе, при
не
чётн
ом

возбужден
ии фаза воздействующих сигналов
противоположна.

Таким образо
м,
в

чётн
ом и не
чётн
ом режимах возбуждения на границе раздела имеется различное граничное
условие: для
чётн
ого режима
, а для не
чётн
ого
.
В данном случае парциальные
четыр
ё
хполюсники симметричного и асимметричного

возбуждения приобретают вид рег
у
лярных линий передачи с
T
-
волной. Длины этих отрезков
l

совпадают с длинной участка св
я
зи.

На р
ис.
2

показано распределение электрического поля при различных режимах возбу
ж
дения.


Рис.

2
.

Распределение электрического поля
в различных режимах возбуждения

Из сравнения структур электрического поля следует, что при
не
чётн
ом

возбуждении
электрическое поле на краях линий в значительной степени сконцентрировано в воздушной
обл
асти, в отличие от
чётн
ого

режима, где поле сосредоточе
но в основном в диэлектрич
е
ской подложке под микрополосковыми линиями. Как результат, эффективная диэлектрич
е
ская проницаемость в последнем случае выше
:
.
Здесь и далее
параметр для
чётн
ого
режима

возбуждение

имеет

индекс 
E
;
для не
чё
тн
ого

возбуждение



индекс 
O



Фазовая скорость в диэлектрической среде без потерь определяется следующим выраж
е
нием [1
2
]:


,

(
6
)

где
L

и
С



погонные значения

индуктивности и
ёмкост
и линии,



относительная диэ
ле
к
трическая проницаемость,




относительная магнитная проницаемость,
с



скорость света
в

вакууме.


А. А. Шауэрман


6

Для любых не имеющих потерь линий с Т
-
волной волновое сопротивление и фазовая
скорость определяются выражением [
13
]:


.

(7)

Используя формулы 
6
 и 
7
, можно выразить волновое сопротивление через фазовую
скорость и погонную
ёмкост
ь:


.

(8)

Из неравенства

следует, что

фазовые скорости

и
,
а

следовательно,

и

в
олновые сопротивления
линий

в различных режимах

и
будут отличаться, при этом

и
.

Параметры матрицы рассеяния
S

зависят от

волновых сопр
отивлений 

и
, коэ
ф
фициентов фазы 

и
 и длин участков связи 

и
 в различных режимах возбу
ж
дения
следующим образом

[
14
]
:


,


(
9
)


,

(
10
)


,

(
11
)


,

(1
2
)

где


волновое сопро
тивление линии,
,


электрическая длина л
и
нии св
язи в
чётн
ом и не
чётн
ом режимах соответственно
.

Найд
ё
м условия, при которых выполняется
S
11

= 0

и
S
4
1

= 0
, для этого преобразуем 
12
)
к

виду:


.

(
13
)

Сгруппировать второе слагаемое можно при условии
:


,

(
14
)

это

воз
можно при

,

что
физически лишено смысла,
или

при
:


.


(
15
)





Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей



7

Перепишем выражение 
13
 с уч
ё
том 
15
)
:



(
16
)

Очевидно, что
при

.

Из 
9
 аналогичн
ым образом нетрудно найти условия идеального согласования

(
S
11

= 0
):




(
17
)

В ответвителе на связанных линиях в
чётн
ом и не
чётн
ом режимах возбуждения длина
участка связи постоянна, поэтому равенство
определяется

равенством

коэффицие
н
тов фазы:
.

Учитывая
,

что:




(
18
)

задача построения ответвителя с идеальным согласованием и бесконечной направленностью
сводится к выравниванию эффективных диэлектрических постоянных в
чётн
ом

и не
чётн
ом
режимах возбуждения. Эти диэлектрические постоянные
могут быть найдены из соотве
т
с
т
вующих значений погонной
ёмкост
и по следующим формулам

[
13
]
:



(
19
)

где
,



полные
погонн
ые

ёмкост
и

линии

в
чётн
ом

и
не
чётн
ом
режимах возбуждения
соответственно,
,



значения
погонных
ёмкост
ей в случае, если диэлектриком являе
т
ся воздух.


На р
ис.
3

показано представление полной погонной
ёмкост
и линии в

виде
ёмкост
и пло
с
кого конденсатора

и двух краевых
ёмкост
ей с каждой стороны полоски
:



(
20
)

где
C
Ef

и
C
Of



п
огонные краевые
ёмкост
и с внутренней стороны в различн
ых режимах
. Эти
ёмкост
и буду различаться, так
к
ак
ёмкост
ь для не
чётн
ого режима состоит из двух компонент:



составляющая, определяемая краевым полем в щели в свободном пространстве,
а



в диэлектрике
,

в

то время как эта
ёмкост
ь для
чётн
ого режима
C
Ef


имеет
одноро
д
ный
ха
рактер.


А. А. Шауэрман


8


Рис.
3
. Статические
ёмкост
ные параметры связанных линий в различных режимах возбуждения

П
ерепишем
уравнение
(
19
 следующим образом:



(
21
)

где



общая для двух режимов погонная
ёмкост
ь
.

Дл
я
получения идеального ответвителя

мы должны обеспечить:


.

(
22
)

Сделать это можно, увеличив
протяж
ё
нность
границы связи, в результате увеличатся с
о
ставляющие
ёмкост
и
C
Ef

и
C
Of
.

Один из способов увеличения протяж
ё
нности


это введение

пилообразной формы связи, как показано на рис
4
.

На рисунке

k



это

отношение длины
скомпенсированного участка

связи

к длине исходного
, назов
ё
м его коэффициентом компе
н
сации
.


Рис.
4
. Геометрия пилообразной компенсации

Введение пилообразной формы при усл
овии сохранения суммарной площади под линией
увеличивает
только
краевую
ёмкост
ь

со стороны связи

в обоих режимах
, а
ёмкост
ь под л
и
ниями и краевая
ёмкост
ь внешней границы остаются неизменными.

Запишем равенство

(
22
)
с уч
ё
том 
21
 при условии компенсации:



(
23
)





Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей



9

Отношение
k
,

определяющее соотношение геометрических параметров топологии отве
т
вителя, может быть найдено из выражения 
23
)
:



(
24
)

Из анализа геометрии 
р
ис.
3
 следует, что
высота

зубцов может быть определ
ена как
:


.

(
25
)

3.

Алгоритм
расчёт
а топологии
компенсированных связанных линий

Рассмотрим алгоритм
расчёт
а топологии ответвителя

с компенсацией пилообразной
формы.

Положим, что входным параметром

для проектирования

является волновое

сопр
о
тивление линий
Z
В

и задан материал

диэлектрическая проницаемость
ε
r
, толщина подло
ж
ки

(
h
)
, толщина проводящего слоя

(
t
)
, центральная частота рабочего диапазона частот

(
f
r
)
.

1.
Рассчитываем ширину
одиночной микрополосковой
линии с волновым сопротивлен
и
ем

Z
В
.

Задача эта может быть решена с использованием специализированных САПР, в том
числе свободно

распространяемых
, например
TXLINE

[
15
]

или
AppCAD

[
16
]
.

Однако
расчёт

можно выполнить самостоятельно с приемлемой точностью

[
17
]
:

1 при
b

� 2.1


;

(
26
)

2)

при и
b

≤ 2.1


,

(
27
)

где

,




.

Погрешность вычислений по 
26
 не превышает 1%, по 
27
)


2%.

При самостоятельном вычислении полученный ре
зультат может быть скорректирован
для учета влияния конечной толщины проводящего слоя следующим образом:

при

скорректированная толщина проводника:

1)

при


,

(28)

2)

при


.

(29)


А. А. Шауэрман


10

2.

На
втором этапе рассчитываем эквивалентную диэлектрическую проницаемость
ε
r
e

.
Аналогично первому пункту
расчёт

может быть выполнен в САПР или самостоятельно

[
17
]
:


.

(
30
)

3.
На третьем этапе вычисляем
погонные
ёмкост
и при условии, что подложка заполнена
диэлектриком с заданной диэлектрической проводимостью.

Краевые
ёмкост
и при
чётн
ом возбуждении могут быть получены из краевой
ёмкост
и н
е
связанных микрополосковых линий. Краевые
ёмкост
и при не
чётн
ом возбуж
дении определ
я
ются на основании эквивалентной геометрии связанных полосковых линий и копланарных
полосковых линии
[
13
]
.
Ёмкост
ь
определяется как
ёмкост
ь плоского конденсатора


,

(
3
1)


,

(
3
2)

где
с



скорость света в вакууме.

Краевая
ёмкост
ь внутренней границы в
чётн
ом режиме определяется как:


,

(33
)

где


.

Ёмкост
ь

составляющая, определяемая краевым полем в щели в свободном
пр
о
странстве при не
чётн
ом возбуждении может быть найдена из эквивалентной геометрии
компланарной полосковой линии
[
13
]
:




,

(
34
)

где отношение эллиптической функции
K
(
k
)
к дополнительной ф
ункции
K
(
k

)

определены
как:


.

Ёмкост
ь
, опре
деляемая краевым полем в щели внутри диэлектрика при не
чётн
ом
возбуждении, может быть найдена пут
ё
м изменения соответствующего выражения для
ёмк
о
ст
и связанных полосковых линий

[
13
]
:





Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей



11


.

(
35
)

4.
Рассчитываем
погонные
ёмкост
и, взяв в качестве диэлектрика воздух

(
ε
r

=

1
. Следует
учесть, что при сохранении геометрии изменится волновое сопротивление линии, поэтому
его следует вычи
слить отдельно

[
13
]:


1)

при


,

(36)

2)

при


,

(37)

где
.

5. Вычисляем
волновые сопротивления линий

и эквивалентные диэлектрические прон
и
цаемости

в ра
зличных режимах
, а также вычисляем общее волновое сопротивление линии
с

учё
том влияния связанной линии:



(
38
)



(
39
)



(
40
)

где

и




значения
ём
кост
ей в случае, если диэлектриком является воздух.

Расчёт
ы показывают
[
13
]
, что погрешность определения
ёмкост
и находится в пределах
3%, погрешность
расчёт
а волнового сопротивления менее 3%
.

6.
Сравниваем рассчитанное волновое сопротивление
Z
0

c

исходным
волновым сопр
о
тивлением
Z
В
:



если

Z
0



Z
В

, то
корректируем ширину дорожки

в сторону уменьшения
;




если
Z
0



Z
В

, то
скорректируем ширину дорожки

в сторону увеличения
;



если они равны, то переходим к следу
ю
щему пункту.

7.
Рассчитываем

геометрию

см. рис
.
4
)
.

По формуле

24 вычисляем коэффициент ко
м
пенсации
k
.

Вычисляем длину связи:



(
41
)

где

E

,


O



длины волн в
чётн
ом и не
чётн
ом режимах возбуждения:


Выбираем
Δ
l

таким образом, чтобы в длину связи укладывал
ось целое число зубцов. Для
сохранения однородности линии следует выбрать число зубцов наибольшим, однако разм
е

А. А. Шауэрман


12

ры
Δ
l
,
d

и

l
k

должны быть мно
го больше технологических норм

на производство микроп
о
лосковой платы.
Рассчитываем высоту зубца по формуле

(
25
).

Ра
сположить зубцы относительно
некомпенсированной

линии следует таким образом,
чтобы первоначальная площадь линии сохранилась.


4.

Пример
расчёт
а и моделирования


Произведем
расчёт

ответвителя

для центральной рабочей
частоты
f
р

=

2.5

ГГц, в
олновое
сопротив
ление
Z
В

=

50

Ом, подложка
ФАФ
-
4Д толщиной 1 мм с относительной диэлектрич
е
ской проницаемостью 2.
7, расстояние между линиями
S

=

0.2

мм, толщина проводящего слоя
меди
t

=

0.018

мм.

Расчёт
ная ширина линии
:
w

=

2.4
мм
.

Погонные

ёмкост
и
:
C
p

= 54.98
пФ
/
м
,
C
f

=

22.18
пФ
/
м
,
C
Ef

= 4.22
пФ
/
м
,
C
Of

= 54.46
пФ
/
м
,
C
p
в

= 21.25
пФ
/
м
,
C
f
в

=

10.10
пФ
/
м
,
C
Ef
в

= 1.74
пФ
/
м
,
C
Of
в

= 31.85
пФ
/
м
.
Параметры

линий
:
ε
Ore

= 2.533,
ε
Ere

= 2.126,
Z
E
0

=

65.23
Ом
,
Z
E
0

=

36.89

Ом
,
Z
0

=

49.89

Ом
.

Рассчитываем параметры геометрии
:
k

= 1.534
,
l

=
20 мм
,
Δ
l

=
1 мм
,
d

= 0.583
мм
.

На рис.
5

показана топология полученного ответвителя.


Рис.
5
.
Топология связанных линий с пилообразной компенсацией

Произвед
ё
м моделирование рассчитанного ответвителя в системе автоматизированного
проектирования
AWR

Microwave

office

[
18
].
Моделирование электродинамической структ
у
ры в среде
AWR

EMSight

(
Microwave

office
)

основано на решении в спектральной области
уравнений Максвелла, сформулированных для тр
ё
хмерного устройства, находящегося
в

прямоугольном корпусе, зап
олненном плана
рными кусочно
-
ломанными средами
.

При
электромагнитном моделировании топология разбивается на прямоугольные сегменты,
в

пределах которых поле считается однородным. Конечная точность вычисления зависит
от

числа этих сегментов, определяемо
го

сет
кой разбиения: чем оно больше, тем точнее. О
д
нако при уменьшении шага сетки увеличивается время
расчёт
а и количество потребляемой
оперативной памяти. В настоящем моделировании
расчёт

производился по объему
20
×
20
×
6

мм, шаг сетки разбиения в обеих плоскостях

составил 0.05 мм, общее число прям
о
угольных сегме
н
тов
160000
.

Параметры геометрии для моделирования с учетом сетки разбиения:
k

= 1.562,
l

=
20
мм,
Δ
l

=

1 мм,
d

= 0.
6

мм
.

Используя параметры для моделирования
, вычисляем волновые сопр
о
тивления, эквивалент
ные диэлектрические проницаемости и фазовые коэффициенты для
чётн
ого и не
чётн
ого режимов возбуждения. П
о формулам
(9,

10,

11,

12 произв
оди
м
расчёт

параметров рассеяния полученной структуры. По формуле 1 вычисляем коэффициент сто
я
чей волны напряжения на
входе, по 5


направленность. Результаты
расчёт
ов и моделир
о
вания показаны на рис.
6
, рис.
7

и рис.
8
.
На рисунках пунктирной линией показаны зависим
о
сти п
а
раметров до введения компенсации, сплошной


после.

Линии с точками


результат
электромагнитного мод
елирования, линии без точек


результат аналитическ
о
го
расчёт
а.





Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей



13


Рис.
6
.
Зависимость модулей
S
31

и
S
41

от частоты


Рис.
7
.
Зависимость направленности от частоты


Рис.
8
.
Зависимость

КСВН
1

от частоты

Анализ графиков зависимостей позволяет сделать вывод,
что введение пилообразной
компенсации увеличивает направленность более чем на 20 дБ во все
м

диапазоне рабочих ч
а
стот, при этом
коэффициент стоячей волны напряжения на входе

не превышает 1.02, что
обеспечивает хорошее согласование линий. Однако данный метод

не позволил добиться о
д

А. А. Шауэрман


14

нородности направленности и коэффициента деления мощности в диапазоне частот
, что м
о
жет ввести некоторые ограничения на использование подобного ответвителя.


4
.
Выводы и з
аключение


Предложен метод инженерного
расчёт
а геометрии отв
етвителя пилообразной формы.

Метод компенсации различия фазовых скоростей в
чётн
ом и не
чётн
ом

режимах в ми
к
рополосковых связанных линиях с помощью введения пилообразной геометрии позволяет
достичь высокой направленности в широкой полосе частот, не использу
я дополнительные
сосредоточенные компоненты, что значительно упрощает проектирование и изготовление
направленных ответвителей.

Верность

метода подтверждена электродинамическим модел
и
рованием микрополосковой структуры.


Литература


1.

Kim C. S. and anoth
.


A d
esign of microstrip directional coupler for high

directivity and tight
coupling

//

Eur. Gallium Arsenide and Other Semiconduct.
Applicat. Symp.

Sep.

2001
.

P. 126

129.

2.

Kobayashi M. and Terakado R.

i
crostrip

Lines by Using Anisotropic
Substrate //

IEEE Tr
ans. Microwave Theory and Tech.

Jul
1980
.
V
.

28.

P
. 719


722.

3.

Moradian M. and Khalaj
-
Amirhosseini M
.
Improvement the characteristics of the microstrip
parallel coupled line couple
r by means of grooved substr
ate

//
Progress In Electromagnetics R
e-
search
.

M
.

2008
. V.
3
.

P. 205
-
215
.

4.

Dydyk M
.
Accurate design of microstrip directional couple
rs with capacitive compensation //

IEEE MTT
-
S Int. Microw. Symp. Dig. May 1990
.

P
. 581

584.

5.

Sheng
-
Fuh Chang and
anoth
.

New hig
h
-
directivity couple
r design with coupled surliness //

IEEE Microwave
and Wireless Components Letters
.
200
4. V.14,


2, P. 65
-
67.

6.

Phromloungsri
R.
and Chongcheawchamnan

M
.

A high directivity design using an i
nductive
compensation technique

//

Asia

Paci

c
Microw. Conf., Dec. 2005, P
. 2840

2843
.

7.

Mür
J.
and Jacob

A. F.

Complex
c
ompensation of
c
oupled
l
ine
s
tructures in
i
nhomogen
e
ous
m
edia

//

IEEE Internat
ional Microwave Symposium (IMS).

Atlanta, USA, June 2008.

8.

Podell

A.

A h
igh
d
irectivity
m
icrostrip
c
oupl
er
technique

//
1970 G
-
MTT Int.
Microwave
Symp. Dig. P
. 33
-
36.

9.

Taylor, J. L. and Prigel

D. D.
Wiggly phase shifters and directional couplers for radio
-
frequency hy
brid
-
microcircuit applications //

IEEE Trans. Parts
,
Hybirds

and

Packaging
.
Dec
.
1976.
V
.
PHP
-
12,
№ 4
.

10.

Малорадский Л.Г., Явич Л.Р
.

Проектирование и
расчёт

СВЧ
-
элементов на полосковых
л
и
ниях. М.:

Советское радио, 1972.
232 с.

11.

Cohn

S
.
B
.
S
hielded

coupled
-
strip

transmission

line

//

IRE

transaction

on

microwave

theory

and

techniques
.

O
c
tober

1955.
V
.
3,
issue

5,
P
.29
-
38
.


12.

Чернушенко А.М., Петров Б.В., Малорацкий Л.Г. и др.

Конструи
рование экранов и СВЧ
-
устройств
:
у
чебник для
вуз
ов
.

М.: Радио и связь, 1990.
351 с.

13.

Гупта К., Гардж Р., Чадха Р.

Машинное проектирование С
ВЧ
-
устройств. М.: Радио и
связь, 198
7.

428 с
.

14.

Affandi

A
.
M
.

Simple

analysis of high directivity
microstrip directional coupler //

The fourth
Saudi engineering conference,
Nov.1995
. V. 3, P. 231
-
246.

15.

Tx
-
line: transmission line calculator. URL
:
http
://
www
.
awrcorp
.
com
/
products
/
optional
-
products
/
tx
-
line
-
transmission
-
line
-
calculator

дата обращения: 23.02.2013.





Метод проектирования микрополосковых направленных ответвителей



15

16.

Official

Beta

site

for

AppCAD
. URL:

http://www.hp.woodshot.com/appcad/

дата
обращения: 23.02.2013.

17.

Бахарев С. И., Вольман В.И., Либ Ю.Н.

С
п
равочник по
расчёт
у и конструированию СВЧ
полосковых ус
т
ройств / под ред. Вольмана В.И.

М.:Радио и связь, 1982.
328 с.

18.

Разевиг В. Д., Потапов Ю.
В., Курушин А. А.

Проектирование СВЧ
-
устройств с пом
о
щью
Microwave Office.

М.:Солон
-
пресс, 2003.
492 с.





Статья поступила в редакцию 18
.
0
1.20
13
;

переработанный вариант


26
.
03
.20
13




Шауэрман Александр Александрович

Инженер
лаборатории

электронных сре
дств обучения
СибГУТИ,
630102, Новосибирск,
ул. Кирова
, 86)

тел
. (383) 2
-
698
-
317
, e
-
mail:
aykulisha
@
gmail
.
com
.



Development and investigation of micro
-
strip directional coupler with phase velocity co
m-
pens
a
tion based on saw
-
tooth configuration of coupled
lines


А.А. Shauran


The article conside

directional couplers on coupled micro

strip
a-
tion modes due to implementation of saw
-
tooth lines
.


Keywords
:

d
irectional

coupler, micro
-
strip line, coupled lines, phase velocity
.



Приложенные файлы

  • pdf 3257433
    Размер файла: 859 kB Загрузок: 0

Добавить комментарий